当开关晶体管Trton时变压器初级Np有电流Ip并将能量储存于其中ELpIp2由于Np与Ns极性相反此时二极管D反向偏压而截止无能量传送到负载当开关Troff时由楞次定律eNT可知变压器原边绕组将产生一反向电势此时二极管D正向导通负载有电流IL流通反激式转换器之稳态波形
导通时间ton的大小将决定IpVce的幅值
VcemaxVIN1Dmax
VIN输入直流电压Dmax最大工作周期
DmaxtonT
由此可知想要得到低的集电极电压必须保持低的Dmax也就是Dmax05在实际应用中通常取Dmax04以限制Vcemax22VIN
开关管Tron时的集电极工作电流Ie也就是原边峰值电流Ip为IcIpILn因ILIo故当Io一定时匝比n的大小即决定了Ic的大小上式是按功率守恒原则原副边安匝数相等NpIpNsIs而导出Ip亦可用下列方法表示
IcIp2PoVINDmax转换器的效率
公式导出如下
输出功率PoLIp22T
输入电压VINLdidt设diIp且1dtfDmax则
VINLIpfDmax或LpVINDmaxIpf
则Po又可表示为
PoVINfDmaxIp22fIp12VINDmaxIp
Ip2PoVINDmax
上列公式中
VIN最小直流输入电压V
Dmax最大导通占空比
Lp变压器初级电感mH
Ip变压器原边峰值电流A
f转换频率KHZ
工作方式
反激式变压器一般工作于两种工作方式
1电感电流不连续模式DCMDiscontinuousInductorCurrentMode或称完全能量转换ton时储存在变压器中的所有能量在反激周期toff中都转移到输出端
2电感电流连续模式CCMContinuousInductorCurrentMode或称不完全能量转换储存在变压器中的一部分能量在toff末保留到下一个ton周期的开始
DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的其波形如图3实际上当变换器输入电压VIN在一个较大范围内发生变化或是负载电流IL在较大范围内变化时必然跨越着两种工作方式因此反激式转换器要求在DCMCCM都能稳定工作但在设计上是比较困难的通常我们可以以DCMCCM临界状态作设计基准并配以电流模式控制PWM此法可有效解决DCM时之各种问题但在CCM时无消除电路固有的不稳定问题可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数右半平面零点引起的不稳定
DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的
DCMCCM原副边电流波形图
实际上当变换器输入电压VIN在一个较大范围内发生变化或是负载电流IL在较大范围内变化时必然跨越着两种工作方式因此反激式转换器要求在DCMCCM都能稳定工作但在设计上是比较困难的通常我们可以以DCMCCM临界状态作设计基准并配以电流模式控制PWM此法可有效解决DCM时之各种问题但在CCM时无消除电路固有的不稳定问题可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数右半平面零点引起的不稳定
在稳定状态下磁通增量在ton时的变化必须等于在toff时的变化否则会造成磁芯饱和
因此
VINtonNpVstoffNs
即变压器原边绕组每匝的伏特秒值必须等于副边绕组每匝伏特秒值
比较图3中DCM与CCM之电流波形可以知道DCM状态下在Trton期间整个能量转移波形中具有较高的原边峰值电流这是因为初级电感值Lp相对较低之故使Ip急剧升高所造成的负面效应是增加了绕组损耗windinglose和输入滤波电容器的涟波电流从而要求开关晶体管必须具有高电流承载能力方能安全工作
在CCM状态中原边峰值电流较低但开关晶体在ton状态时有较高的集电极电流值因此导致开关晶体高功率的消耗同时为达成CCM就需要有较高的变压器原边电感值Lp在变压器磁芯中所储存的残余能量则要求变压器的体积较DCM时要大而其它系数是相等的
综上所述DCM与CCM的变压器在设计时是基本相同的只是在原边峰值电流的定义有些区别CCM时IpImaxImin
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